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Ein Fuchs für das 2 Meter Band

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Eines vorweg: Dies ist keine Bauanleitung für einen 2m Fuchs. Dazu müssten erst die eingegangenen Kompromisse überarbeitet werden. Aber vielleicht findet sich hier die eine oder andere Idee für eigene Projekte. Den endgültigen Anstoß zum Bau des Senders gaben einige auf dem Flohmarkt günstig erstandene 10W Endstufen und genügend vorhandene Profilgehäuse. Damit war leider auch der verfügbare Platz für die restlichen Baugruppen vorgegeben. In der verbleibenden Enge mußte noch ein Tiefpaßfilter, die Zeitsteuerung und Frequenzeinstellung, die Frequenzaufbereitung plus Treiberstufe und ein DC-DC Wandler von 12V nach 24V untergebracht werden. Weil die gemultiplexte LED-Anzeige die gesamte Stromversorgung verseuchte, mußte auch noch ein LC-Filter eingefügt werden. Auch ein Verpolschutz fand noch Platz und weil der Sender bei längerem Betrieb doch recht warm wurde, kam auch noch ein Lüfter hinzu.Der Sender ist also reichlich aus dem Bauch konstruiert, letztlich ist es aber doch gelungen, ihn für die Mobilfuchsjagd einsatzklar zu bekommen. Die einzelnen Baugruppen im Zusammenhang zeigt das Verbindungsschaltbild.

Das Ganze noch einmal von unten. Dort sind der 5V Stabilisator und der Verpolschutz untergebracht.

 

Baugruppen

Elektrische Eigenschaften

  • Frequenzbereich: 144,0000 .. 145,9875 MHz
  • Frequenzraster: 12,5 kHz
  • Frequenzdrift: +/- 500 Hz
  • Ausgangsleistung: 10 W an 50 Ohm
  • Modulation: CW Kennung, FM 4kHz Hub
  • Betriebsspannung: 12 V
  • Stromaufnahme: 0,4 A (Standby) / 2,3 A (beim Senden)

Sonstige Merkmale

  • Echtzeituhr, 7Tage Gangreserve
  • 3 Sendezeiten programmierbar
  • Freie Frequenzwahl im Raster
  • Fuchs Nr. wählbar (0..F)
  • Testbetrieb
  • CW Kennung

Verbindungsschaltbild

5V-Stabilisator

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Für die digitale Abteilung werden 5V Versorgungsspannung benötigt, die mit einem 7805 aus der 12V Versorgung gewonnen werden. Die LED-Anzeige verursacht steile Strompulse, die sich auch auf das 12V-Netz auswirken und Stör-FM im Sender verursachen. Um die Strompulse zu dämpfen, ist in die Versorgungsleitung zum Digitalteil ein LC-Glied eingefügt. Parallel zum Kondensator C3 befindet sich auf dem Digitalteil noch ein 470 µF Kondensator.

Zeitsteuerung und Frequenzwahl

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Die Steuerung des Senders übernimmt ein PIC16F84, für die Uhrzeit sorgt ein RTC4553. Eine serielle Schnittstelle war geplant, leider war im PIC nicht mehr genug Speicher frei um sie zu realisieren. Bedient wird die Steuerung über vier Drucktasten und sechs 7-Segment LED's. Die LED's werden im Multiplexverfahren angesteuert. Das spart Leitungen und Halbleiter, macht aber durch die impulsförmige Stromaufnahme Störungen auf den Versorgungsleitungen. Vielleicht sollte man bei der nächsten derartigen Anzeige die Schaltflanken nicht so steil machen. Die Stromversorgung des Uhren-IC's ist mit einem 0,1F Kondensator gepuffert Damit konnte die Uhrzeit schon mehr als eine Woche am Leben gehalten werden. Es ist schon erstaunlich, mit wie wenig Strom heute eine Uhr auskommt. Eine Funktionsbeschreibung des Controllers findet sich im Quelltext.

Schaltbilder

Frequenzaubereitung und PA-Treiber

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Um den Sender im gesamten 2m Band einsetzen zu können, ist die Frequenzaufbereitung um eine PLL herum aufgebaut. Zuerst wurde ein PLL-IC gesucht, das wenig äußere Beschaltung braucht und das sich auch leicht beschaffen ließ. So wurde ein MB15E03LPV gewählt. Es verarbeitet VCO Frequenzen von 100-1200Mhz, enthält Referenzoszillator und alle nötigen Teiler. Das IC ist für 3V Versorgung ausgelegt, was für diesen Einsatz der einzige Nachteil ist. Aber es gibt ja Zenerdioden. Dafür konnte es sofort bestellt werden. Um den VCO FM modulieren zu können, wurde das Schleifenfilter der PLL für eine Bandbreite von ca. 75Hz ausgelegt. Für den Referenzoszillator waren noch 8Mhz Quarze mit unbekannter Spezifikation vorhanden. Der Referenzoszillator wurde in der Standardbeschaltung aufgebaut. Im Nachhinein war dies keine gute Entscheidung, da hieraus eine Temperaturdrift von etwa 1kHz in einem Bereich von 15..40 °C auf der Endfrequenz resultierte.

Die Versorgungsspannung für PLL, VCO und Vortreiberstufen wird aus der 12V Versorgung mit einem µA723 gewonnen Sie beträgt 7V. Die Versorgung für VCO und Treiber ist mit T1 und T2 schaltbar. Durch eine positive Spannung an R1 wird der Sender eingeschaltet. An den VCO schließen sich zwei Verstärker an. Über die Stufe mit T7 wird die VCO Frequenz zum PLL-IC zurückgeführt, die Stufen T3, T4, T5 heben die Ausgangsleistung bis auf 0,4W an. Das RC Glied R21, C29 mußte nachträglich eingefügt werden, weil Störspannungen auf der 12V Versorgung, verursacht durch die Controllerplatine, Rückwirkungen bis auf den VCO ergaben. Dies hatte Stör-FM von bis zu 3kHz Hub zur Folge. Das RC-Glied brachte fast völlige Abhilfe.

Schaltbilder Frequenzaufbereitung und PA-Treiber

Tiefpassfilter

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Das Tiefpaßfilter ist als Elliptic-Paß ausgeführt. Die Grenzfrequenz liegt bei 163Mhz, Dämpfungspole bei 290Mhz und 435Mhz. Die Dämpfung im Sperrbereich ist bis ungefähr 600Mhz größer 45dB. Oberhalb dieser Frequenz machen sich durch den platzmäßig bedingten ungünstigen Einbauort der BNC-Buchse Dämpfungseinbrüche bemerkbar. Auch das Dielektrikum der Leiterplattenkondensatoren (FR4 0,5mm), die auch gleichzeitig die Trennwände des Schirmgehäuses bilden, ist spätestens hier nicht mehr optimal. Allerdings sind die durch die PA produzierten Oberwellen hier nicht mehr so stark, so daß die volle Dämpfung kaum benötigt wird.

Schaltbild des Tiefpassfilters

DC/DC-Wandler

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Der DC/DC Wandler stellt die 24 V Versorgung für die Flohmarkt-PA zur Verfügung. Das Steuer-IC ist ein MAX668, ein BUK573 dient als Leistungsschalter. Der Stromfühlwiderstand R2 wurde aus zufällig vorhandenem Manganindraht gefertigt. Um die Restwelligkeit klein zu halten, ist in die Ein- und Ausgangsleitungen noch je ein LC-Filter eingefügt. Der Wandler liefert bis zu 30W Ausgangsleistung bei einem Wirkungsgrad > 90 %. Die Schaltfrequenz liegt bei 100kHz. Als Elkos dürfen nur Typen mit möglichst kleinen Verlustimpedanzen verwendet werden. Weitere Informationen liefert das Schaltbild.

Schaltbild des DC/DC Wandlers

Verpolschutz

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Da es beim geplanten mobilen Einsatz des Senders schon einmal vorkommen kann, daß die Spannungsquelle verkehrtherum mit dem Sender verbunden wird, ist ein Verpolschutz eingebaut. Eine Diode entscheidet über die richtige Polarität. Wenn alles stimmt, zieht ein Relais an und schaltet die Spannung zweipolig durch. Andernfalls ist beim Relais Schluß.

Schaltbild des Verpolschutzes


Umbau des SKYPER Pagers auf 439,9875 MHz

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Bevor Handys aufkamen, wurden Informations- und Personenrufdienste über Pager abgewickelt. Inzwischen sind diese Funktionen in jedes Handy eingebaut. So liegen jetzt wahrscheinlich viele Pager ungenutzt in der Schublade. Dieser Umstand, sowie die Nähe der Übertragungsfrequenz zum 70 cm Amateurfunkband und dass kein "Umbaukochrezept" greifbar war, regten dazu an, einmal zu schauen ob der Umbau eines SKYPER-Pagers gelingt.

Ein Blick auf das Schaltbild vor dem Umbau und nach dem Umbau verrät, daß es nicht gar zu schlimm werden kann.

Die wichtigsten Änderungen betreffen den Schwingquarz des 1.LO und das SAW-Filter hinter der ersten HF Verstärkerstufe. Da sich ein passendes SAW-Filter kaum beschaffen lassen wird, wurde es durch einen Serienschwingkreis ersetzt. Dann muß noch die Oszillatorschaltung an die neue Frequenz angepaßt werden. Die Spezifikation des Schwingquarzes ist mir unbekannt, allerdings konnte DB6KH passende Quarze zur Verfügung stellen.

Mit dem Serienschwingkreis CT4 L9 gelingt die Anpassung vom Ausgangskreis des HF Verstärkers zum Eingang des 1. Mischers. Außerdem bleibt wenigstens ein Teil der Selektivität des HF Verstärkers erhalten. Wegen der jetzt um ca. 26 MHz tieferen Arbeitsfrequenz des HF Verstärkers muß dessen Ausgangskreis ebenfalls angepaßt werden. Hierzu genügt eine zusätzliche Kapazität parallel zu L1 C10. Weil in der Bastelkiste nur Trimmer 1..6 pF vorhanden waren, wurde noch C16 hinzugefügt, um mit CT3 auf die neue Frequenz abstimmen zu können. Der Abstimmbereich des Antennenkreises ist groß genug. Glücklicherweise ist der 1.LO sehr gutmütig. Der Emitterkreis des ersten Transistors braucht nicht geändert zu werden. Nur CT2 muß auf die neue Quarzfrequenz abgeglichen werden. Im Kollektorkreis wird die 2.Harmonische ausgefiltert. Dazu wird parallel zu L6 und C4 noch C14 hinzugefügt. Zusammen mit der Belastung durch die folgende Verdopplerstufe ist der Kollektorkreis des ersten Transistors bei ca. 139,5 MHz in Resonanz.

Zum Abgleich benötigt man einen Meßsender, der ein 439,9875 Mhz Träger, der mit 600 Hz bei 4 kHz Hub moduliert ist, zur Verfügung stellt. Dann noch ein Oszilloskop, um den Signalpegel am Ausgang des ZF- und Demodulator IC's zu beobachten. Der Oszillatorpegel läßt sich mit einem Empfänger oder Spektrumanalysator überprüfen, der 418,5875 Mhz verarbeiten kann.

Das Trägersignal wird auf eine kleine zwangsangepaßte 50 Ohm Koppelschleife gegeben, die man in die Nähe der Rahmenantenne bringt. Bei einem anfangs recht hohen Signalpegel, etwa -20 dBm, sollte an Pin 12 des IC's 31144 ein konstanter Pegel zu messen sein. Ohne Empfangssignal ist hier eine getaktete Spannung zu sehen. Bleibt die Spannung trotz Empfangssignal getaktet, ist entweder der Trägerpegel zu niedrig, oder der Oszillator schwingt nicht. Ist ein konstanter Pegel zu sehen, wird dieser mit CT1, CT3 und CT4 auf Maximum abgeglichen. Dabei CT3 und CT4 wechselseitig abgleichen. Geht der Pegel dabei in die Begrenzung, so ist der Ausgangspegel des Meßsenders zurückzunehmen. Ist die maximale Empfindlichkeit des Empfängers gefunden, kann die Oszillatorfrequenz abgestimmt werden. Hierzu mit CT2 die Oszillatorfrequenz auf minimale Welligkeit des Pin 12 - Pegels abgleichen. Hat man die richtige Frequenz gefunden, verschwindet die Welligkeit völlig. Läßt sich dies mit CT2 nicht erreichen, kann der Abstimmbereich durch einige pF parallel zu CT2 an die neue Frequenz angepaßt werden. Nun kann noch mit einem Meßempfänger oder einem Spektrumanalysator, mit einer kleinen Koppelschleife als Antenne, der Oszillatorpegel auf Maximum gebracht werden. Dazu bringt man die Koppelschleife in die Nähe der Vervielfacherstufe und beobachtet den Pegel des 418,5875 Mhz Signals. Durch Variieren der Zusatzkapazität parallel zum Ausgangsschwingkreis des Oszillatortransistors läßt sich dieses Signal maximieren. Zuletzt nocheinmal Oszillatorfrequenz und HF - Verstärker nachstimmen --> fertig.

Viel Erfolg beim Umbauen wünscht df6oj!

Fragen zu diesem Projekt bitte an Reinhard Walleneit, DF6OJ

Schaltbild des Skypers vor dem Umbau

Schaltbild des Skypers nach dem Umbau


KWRX/TX

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Noch lange nicht fertig, aber funktioniert schon...
Funktionsübersicht.
FA-PA50 Intermodulation.
FA-PA50 Ausgangsspektrum.
Preselector, Innenansicht
Preselector, Selektion
Preselector, Selektion.
ZF Selektion

 

 

KWRX/TX

Das Projekt ist über mehrere Jahre gewachsen und wächt immer noch. Dabei ist mehr der

Weg das Ziel. Es ist interessant, alle Baugruppen eines KW TRX zu ergründen, aufzubauen,

zusammenfügen um schließlich zu hören, daß es so läuft wie gadacht. Nur ist der Weg

dahin nicht immer gerade. Nach einigen Umwegen ist es nun soweit gediehen, daß man sich

damit in die Luft trauen kann. Das Gerät ist in mehrere Baugruppen aufgeteilt, die HF führenden

Verbindungen sind als 50 Ohm Schnittstelle ausgeführt. So können die HF-Baugruppen einzeln

gemessen werden. Das erleichtert Erweiterungen, Änderungen. Die Steuerung übernimmt ein

Microcontroller. Die Frontplatte ist im Moment nur ein Notbehelf. Da gibt es noch viel zu tun, um

den Apparat benutzerfreundlich zu gestalten. Für einen Seitenbandwechsel muß z.B. noch die

Textkonsole auf einem PC bemüht werden.

 

Der Empfangsbereich erstreckt sich durchgehend von 16 kHz bis 30 MHz. Ein Grund für die tiefe

Anfangsfrequenz war, den historischen Maschinensender SAQ in Grimeton www.alexander.n.se

auf 17,2 kHz direkt hören zu können. Zweimal jährlich findet eine Aussendung statt.
 

Hier nur eine kleine Übersicht, um das Zusammenspiel der einzelnen Baugruppen im

 Zusammenhang zu sehen.   Bei Gelegenheit etwas ausführlicher, die Beschreibung ist noch

nicht komplett...

AUX-BOX

AUX-BOX Innenansicht.
AUX-BOX Schaltbild.

AUX-BOX

Am RX-Eingang liegt diese Baugruppe. Sie enthält einen Abschwächer 0 .. 33 dB in 3 dB

Schritten, einen 1,5 MHz Tiefpaß und einen Umschalter zwischen Tiefpaß und Preselector.

Der Umschalter ist erforderlich, um den Empfangsbereich aufzuteilen, weil der Preselector

erst ab 1,5 MHz arbeitet.

32 MHz Tiefpaß

Tiefpaß 32 MHz.
Tiefpaß 32 MHz Schaltbild.
Tiefpaß 32 MHz Frequenzgang.
Tiefpaß 32 MHz Frequenzgang.

32 MHz Tiefpaß

Eine Übung in klassischer Technik. Dieses Filter verbessert die Weitabselektion

des Preselectors. Es entstand, als der Vorverstärker noch nicht geplant war und

befand sich direkt vor dem ersten Mischer. Mit Einbau des Vorverstärkers könnte

es eventuell entfallen. Aber weil es nun einmal vorhanden ist, bleibt es drin.

Preselector

Prinzip des Preselectors.
C-Schalter
L-Schalter.
SPI Interface 1.
SPI Interface 2.

 

Preselector

Der Preselector dient hauptsächlich der Spiegelfrequenzunterdrückung und entlastet den ersten Mischer

gleichzeitig von Signalen außerhalb der Empfangsfrequenz. Er ist durchstimmbar von 1,5 .. 30 MHz und

als zweikreisiges Bandfilter ausgeführt. Die Schwingkeiskapazitäten und die Koppelkapazität sind als

geschaltete Kondensatoren ausgeführt, die Induktivitäten  auf je vier Spulen schaltbar aufgeteilt. Das

Koppel - C des Bandfilters wurde in ein T-Glied umgeformt, um es durch einen schaltbaren Kondensator

mit Massebezug einstellen zu können. Die einstellbaren Kapazitäten liegen einseitig an Masse. Sind auch

die dazu parallel liegenden Gehäusekapazitäten bekannt, und die Werte der Induktivitäten, läßt sich das

komplette Bandfilter aus der jeweiligen Durchlaßfrequenz berechnen. Diese Werte ließen sich experimentell

ermitteln. So wurde es möglich, daß die Steuerung das Bandfilter für jede Frequenz im Arbeitsbereich

einstellen kann. Die Berechnung kann im Steuerprogramm nachgeschaut werden.

Vorverstärker

Vorverstärker.
Vorverstärker.
Vorverstärker Schaltbild.

Vorverstärker

Um die Verluste im Preselector auszugleichen, ist ihm ein Vorverstärker nachgeschaltet.

Angeregt durch einen Artikel im "Funkamateur" 4/2020 von DK6ED entstand diese Baugruppe.

Weil der gesamte Empfangsbereich von 16 kHz .. 30 MHz nicht mit einem einzelnen Verstärker

zu erreichen war, wurde er auf zwei  Bereiche aufgeteilt: 16 kHz .. 1,5 MHz und 1,5 MHz .. 30 MHz.

Der Unterschied liegt in der Bemessung der Transformatoren.

Mischer 1

Mischer 1, Treiber.
Mischer 1, Diplexer, Postamp.
Mischer 1 Schaltbild
Diplexer 73 MHz.
Mischer 1 Postamplifier.
Mischer 1 LO Treiber.

Mischer 1

Dem Vorverstärker folgt der 1. Mischer auf 70,03 MHz. Es ist ein klassischer Ringmischer

mit 4x BAS70 Dioden. Damit wird der Empfänger über den gesamten Bereich von 16 kHz

bis 30 MHz durchstimmbar. Auf den Mischer folgt ein Diplexer um ihm einen bretbandigen

Abschluß anzubieten. Darauf folgen 10 dB Verstärkung zum Verlustausgleich.

Mischer 2

Filter 73,03 MHz Schaltbild.
Amp/Diplexer 73 MHz.
Amp/Diplexer 73 MHz.
73 MHz Diplexer Frequenzgang.
Amp/Diplexer 73 MHz Schaltbild.

Mischer 2

Am Eingang dieser Baugruppe liegt ein 73,03 MHz Quarzfilter, gefolgt von einer 10 dB

Verstärkerstufe und einem Diplexer zur Anpassung des zweiten Mischers. Dieser ist

identisch mit Mischer 1. Am Ausgang kann nun als 2. ZF das 1,44 MHz Signal abgeholt

werden.

ZF 2 Selektion

ZF 2 Filter.
ZF 2 Filter.
ZF 2 Selektion Schaltbild.
Relais-Verbinder Schaltbild
Frequenzgang der Filter.

ZF 2 Selektion

Hier wird durch schaltbare Quarzfilter die Empfänger-Bandbreite festgelegt. Im Moment sind

4 Bandbreiten realisiert: 150, 300, 600 und 2400 Hz. Sie erreichen eine Weitabselektion von

bis zu 80 dB.

ZF-AMP

ZF-AMP
ZF-AMP
ZF-AMP Schaltbild

ZF-AMP

Beim Stöbern im Internet nach einem guten Konzept für einen ZF Verstärker fiel besondes die

Entwicklung von DC4KU und DL6GL auf. Sie brauchte nur auf 1,44 MHz angepaßt zu werden

und die Eigenschaften passen sehr gut zu diesem Empfänger. Parallel dazu ist im selben Gehäuse

der Pegeldetektor untergebracht. Mit der Kombination aus AD603 und AD8307 (Datenblatt)

lassen sich über 100dB dB-linear darstellen. R9 am Eingang des Pegeldetektors war erforderlich,

um eine leichte Schwingneigung zu verhindern. Danach verhielt sich ZF Verstärker und Pegeldetektor

stabil.

AGC-CTL

AGC-CTL.
AGC-CTL Schaltbild.

AGC-CTL

Weil der Pegeldetektor eine dB-lineare Ausgangsspannung liefert, war die Idee,

die Regelkurve des ZF Verstärkers ebenfalls dB-linear zu machen. Dann läßt sich

die Verstärkung des ZF Verstärkers direkt durch den Empfangspegel steuern und

erhält dadurch eine konstante Lautstärke nach der Demodulation. Die PIN-Dioden

Regelung des ZF Verstärkers zeigte sich schon von Haus aus nahe dB-linear. Welch

glücklicher Zufall. Und in der Literatur (Tietze, Schenk, Halbleiter Schaltungstechnik

Springer 1885) fand sich ein einstellbares Funktionsnetzwerk, mit dem sich die

Regelkurve gut linearisieren lies. Der Pegeldetektor reagiert schnell genug, um auch

Gewitterkracher auszugleichen.

BFO, SSB/AM-Demodulator

BFO, SSB/AM-Demodulator.
BFO, SSB/AM-Demodulator Schaltbild.

BFO, SSB/AM-Demodulator

Hier wird das empfangene Signal endlich hörbar gemacht. Dazu enthält die Baugruppe

als BFO ein DDS (AD9951) und ein SA612 als Detektor. Auf einfache Weise stellt der DDS

die zur Demodulation von SSB (LSB, USB) und CW nötigen Überlagerungsfrequenzen zur

Verfügung. Im SA612 wird die jeweilige Überlagerungsfrequenz mit der ZF multipliziert,

um am Ausgang die NF zu erhalten. Bei AM Betrieb wirkt der SA612 als Zweiweggleichrichter.

Der BFO ist dann abgeschaltet.

 

Referenzoszillator

100 MHz Oszillator.
100 MHz Oszillator.
100 MHz Oszillator.
100 MHz Oszillator.
100 MHz Oszillator im Gehäuse.
Heizplatte.
100 MHz Oszillator Schaltbild.
Heizplatte Schaltbild.
HF Verteiler Schaltbild.
 

Referenzoszillator

Alle benötigten Hilfsfrequenzen in diesem Gerät sind von dieser Referenz abgeleitet. Die Referenzfrequenz

soll möglichst rauscharm und stabil sein. Eine geeignete Oszillatorschaltung fand sich in "UKW-Berichte"

1/81, 2/81, ein 100 MHz Ofen-Quarz ausreichender Qualität in der Bastelkiste. Der Aufbau gelang nicht auf

Anhieb. Schwierigkeiten machte die Kompensation der Quarz-Halterungskapazität im Zusammenspiel mit

Ü1. Der Quarz wird auf 75 °C gehalten und das innere Gehäuse auf 40 °C. Die Frequenzstabilität ist ausreichend,

leider sind die Meßwerte nicht notiert worden. Das läßt sich aber nachholen. Eine GPS-Referenz ist vorhanden.

Auch das Seitenbandrauschen zu messen wäre interessant, da fehlt allerdings die Ausrüstung.

DDS/PLL 73 .. 103 MHz

DDS/PLL im Gehäuse.
DDS/PLL im Gehäuse.
DDS/PLL unten.
DDS/PLL Schaltbild
TP 36 MHz Schaltbild.
TP 90/105 MHz Schaltbild.

DDS/PLL 73 .. 103 MHz

Zur Frequenzaufbereitung wurde eine Kombination aus DDS und PLL gewählt. Ein DDS liefert eine sehr

fein abstufbare Ausgangsfrequenz, allerdings mit unerwünschten Nebenfrequenzen, die sich nicht komplett

wegfiltern lassen. Diese können im Empfänger durch Mischprodukte vemehrt zu ungewünschten Pfeif- und

Nebenempfangsstellen führen. Bei einem PLL ist das Ausgangsspektrum übersichtlicher. Oft genügt ein

ausfiltern der Oberwellen um ein sauberes Signal zu bekommen. Das setzt voraus, daß der VCO rauscharm

und das Schleifenfilter optimal abgestimmt ist.  Allerdings entspricht der kleinste Frequezschritt eines PLL

seiner Phasenvergleichsfrequenz. Kombiniert man DDS und PLL, indem der DDS die Referenzfrequenz für

den PLL liefert, lösen sich einige Probleme. Als DDS wurde ein AD9951 gewählt, als PLL ein ADF4351. Der

ADF4351 enthält u.A. einen internen VCO, 2,2 .. 4,4 GHz und einen darauf folgenden Teiler mit größtem

Teilerfaktor von 64. Die kleinste Ausgangsfrequenz ist 34,375 MHz. Durch herunterteilen der VCO-Frequenz

wird auch das VCO-Rauschen heruntergeteilt. Das macht den ADF4351 als Signalquelle für die Mischer

geeignet. Durch die passende Wahl von PLL-Referenz und VCO-Teilerfaktor lassen sich 1 Hz Schritte realisieren.

Die Schaltung wird als LO1 eingesetzt. LO2 ist bis auf den Ausgangstiefpaß identisch.

 

TX DDS

TX DDS.
TX DDS.
TX DDS.
TX DDS Module.
TX DDS-M. Schaltbild.
TX DDS Schaltbild.

TX DDS

Hier werden die Hilfsfrequenzen zum Generieren der Sendefrequenz erzeugt.

Für diese Aufgabe wurden drei identische DDS Module mit dem AD9951 gebaut.

Die Antialiasing Filter befinden sich auf der Grundplatine. Die Ausgangspegel

sind per Programm einstellbar.

TX Mischer

TX-Signalaufbereitung.
TX-Signalaufbereitung.
TX-Signalaufbereitung.
TX-Signalaufbereitung.
TX Modulator.
TX Mischer 1.
TX Mischer 2.
TX Mischer Schaltbild.
TX Modulator Schaltbild.
TX Mischer 1 Schaltbild.
TX Mischer 2 Schaltbild.
TX Mic Amp Schaltbild.

TX Mischer

Der Signalweg im TX ist wie im RX, nur umgekehrt. Am Anfang ist der Mikrofoneingang, dem sich

ein digital einstellbares Poti anschließt. Damit läßt sich die Mikrofonempfindlichkeit einstellen.

Darauf folgt eine Verstärkerstufe mit dem IC SSM2165. Dieses enthält eine Regelung, die ab einem

einstellbaren NF-Pegel den Verstärkungsfaktor zurücknimmt. Das vermeidet ein übersteuern der

Folgestufen. Hinter dem SSM2165 steht nun ein über einen weiten Bereich konstantes NF-Signal

zur Verfügung. Dieses gelangt in ein weiteres Digitalpoti, mit dem sich der NF-Pegel am Modulator-

Eingang einstellen läßt. Als Modulator arbeitet ein MC1496. Ihm ist am Signaleingang ein 180°

Phasenschieber, realisiert mit einem TL082 OP, vorgeschaltet, um den Signaleingang symmetrisch

anzusteuern. Dem Eingang des Phasenschiebers wird eine Bias-Gleichspannung, und über einen

Koppelkondensator die NF-Spannung zugeführt. Im MC1496 wird die Spannung am Signaleingang

mit der Spannung am Carrier-Eingang multipliziert. Der Carrier hat die Frequenz 1,44 MHz, gegeben

durch das SSB-Filter. Je nach Bias-Spannung läßt sich so der Modulator-Arbeitspunkt für SSB, AM

oder CW festlegen. Die Bias-Spannung kommt aus einem 12 Bit DA-Wandler und kann frei gewählt

werden. Durch die Größe des Pegels am Carrier-Eingang wird der Ausgangspegel eingestellt.

Dem Modulator folgt das SSB-Filter. Je nach Wahl der Carrier-Frequenz unterhalb, oberhalb der

Filterflanke oder Filtermitte läßt sich LSB, USB, AM oder CW Betrieb einstellen. AM ist hier nicht

wirklich brauchbar, bei nur 2400 Hz Filterbandbreite. Um den TX durchstimmbar zu machen, wird

im folgenden Mischer auf 70,2 MHz, gegeben durch das dem Mischer folgende Filter, hochgemischt.

Hier ist auch ein MC1496 eingesetzt. Die Wahl ist nicht optimal, bei dieser hohen Frequenz liefert

der MC1496 nur wenig Spannung am Ausgang. Eine Verstärkerstufe mußte nachträglich hinzugefügt

werden. Nun kommt noch ein Mischer mit dem AD831 um in den Kurzwellenbereich herunterzumischen.

Dem schließt sich ein 32 MHz Tiefpaß an.

 

10W PA

10W PA.
10W PA.
10W PA.
10W PA Schaltbild.

10W PA

In dieser Stufe wird das Ausgangssignal des letzen TX-Mischers um 50 dB

angehoben. Damit ist genügend Leistung vorhanden, um eine externe PA

anzusteuern. Für Ausgangsfilter ist nicht mehr ausreichend Platz im Gehäuse,

die Oberwellen werden in der externen PA gefiltert.

Prozessor

Prozessor.
Prozessor.
Prozessor.
Prozessor Schaltbild.

Prozessor

Von hier aus wird den einzelnen Baugruppen gesagt, was sie machen sollen. Das Steuerprogramm

auf einem ATmega1284P-AU übernimmt den geordneten Ablauf von Frequenzeinstellung, PTT-

Steuerung, Kommunikation via USB und aktualisieren des LCD Displays.

 


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